가시광통신에서 천이주파수 변조를 이용한 플리커 방지

2.1 천이주파수 변조방식

Fig. 1은 가시광 송신부에서 천이주파수 변조방식을 도식적으로 나타낸 것이다.

Fig. 1.

Transition-frequency modulation in the VLC transmitter.

Fig. 1 (a)는 송신부에서 전송하고자하는 임의의 데이터에 대한 non-return-to-zero(NRZ) 전압 파형을 나타낸다. 여기에서 편의상 high 상태의 비트를 “H”로, low상태의 비트를 “L”로 표기하였다. Fig. 1 (b)는 NRZ데이터에서 high상태는 1비트시간 내에서 4번의 천이를 발생하고(N_H=4), low상태는 1비트시간 내에서 2번의 천이를 발생하여(N_L=2), 천이주파수 변조된 상태의 LED 광전력 변화를 도식적으로 나타낸 것이다.

여기에서 P₀는 LED 광전력의 진폭을 나타내며, t_H은 천이주파수 N_H에 해당하는 구형파의 한 주기를 나타내며, t_L는 천이주파수 N_L에 해당하는 한 주기를 나타낸다. 이와 같이 천이주파수 변조상태에서 LED 광전력의 변화를 다음과 같이 나타낼 수 있다. NRZ코드의 비트가 high (H) 인 구간에서 듀티율(duty factor)이 50%인 구형파를 사용하는 경우, LED의 광전력 변화를 수식으로 표현하면

이 된다. 같은 방법으로 NRZ코드의 비트가 low (L) 인 구간에서 듀티율이 50%인 구형파를 사용하는 경우, LED의 광출력은

로 나타낼 수 있다. 이와 같이 LED가 천이주파수 변조된 상태에서 LED의 평균 광전력을 다음과 같이 계산할 수 있다. Fig. 1과 같이 NRZ 데이터의 high (H) 비트가 천이주파수 N_H=4인 구형파로 변조되고, low (L) 비트가 천이주파수 N_L=2인 구형파로 변조된 경우, 임의의 관측시간 T내에서 m번의 high (H) 비트와 n번의 low(L) 비트가 발생한다고 가정할 때, LED의 평균광전력은

이다. 여기에서 P₀는 LED출력광의 구형파 진폭을 나타내며, 정수 m과 n은 각각 관측시간 T내에서 발생한 high 비트와 low 비트의 수이고, 정수 N_H와 N_L은 각각 high 비트와 low 비트에 사용된 천이주파수를 나타낸다. 시간 t_H 와 t_L은 각각 천이주파수가 N_H, N_L일 때의 구형파 주기를 나타내며, 각 비트에 사용되는 구형파의 듀티율(duty factor)이 50% 이므로 식(3)의 각 항에서 계수1/2 이 곱해진 것이다. 관측시간 T는 m번의 high 비트와 n번의 low 비트가 발생한 시간을 모두 합한 값과 같으므로

이다. 식(4)를 식(3)에 대입하여 LED의 평균 광전력을 계산하면

이 된다. 식(5)에서 보는 바와 같이 NRZ 데이터가 천이주파수 변조된 상태에서 LED의 평균 광전력은 데이터의 high와 low비트 수에 무관하게 항상 P₀/2로 일정한 상태를 유지하게 된다. 따라서 데이터의 전송 여부와 관계없이 LED의 출력광은 플리커가 없는 안정된 조명 상태를 계속 유지하게 된다.

2.2 송신부의 구성 및 관측 파형

천이주파수 변조방식을 사용하여 데이터를 전송하기 위한 가시광 송신부의 구조는 Fig. 2와 같다.

Fig. 2.

Configuration of the VLC transmitter.

가시광송신부는 1개의 마이크로프로세서 Atmega8, LED 전류구동용 IC에 해당하는 DW8501, 그리고 조명과 통신의 광원으로 사용되는 LED array로 구성하였다. LED array는 백색광의 1W LED 12개를 사용하여 3×4 평면 배열의 형태로 제작하여 사용하였다. NRZ 데이터가 송신부 입력단에 들어오면 이 신호는 마이크로프로세서의 인터럽트 단자 INT0에 인가되어 상승에지 (rising edge)를 기준하여 인터럽트 루틴을 수행하기 시작한다. 인터럽트 루틴에서는 NRZ데이터의 전압을 읽어 들여 high 상태 동안에는 천이주파수가 N_H=4인 구형파를 발생하고, low 상태 동안에는 천이주파수가 N_L=2 인 구형파를 발생하도록 구성하였다. 천이주파수 변조신호에 해당하는 마이크로 프로세서의 출력전압이 전류구동소자인 DW8501의 입력 단에 가해지면, 그 전압에 비례한 전류가 LED array에 공급되고, LED에서는 천이주파수 변조된 출력광을 자유공간으로 방사하였다.

송신부에서 9.6 kbps전송률로 1개의 문자 “F”를 반복해서 전송하면서, 오실로스코프를 사용하여 관측한 전압파형은 Fig. 3과 같다.

Fig. 3.

Observed waveforms in the VLC transmitter. (a) NRZ data waveform, and (b) transition-frequency modulated waveform.

문자”F”에 대한 ASCII 코드는 8비트로 구성된 “01000110”에 해당하며, universal asynchronous receiver and transmitter(UART) 전송방식에서는 least significant bit(LSB) 가 우선적으로 전송되므로, 왼쪽부터 오른쪽 방향으로 전송 순서대로 비트열을 표기하면 “01100010”가 된다. 1바이트의 문자가 전송될 때마다, “0”의 start bit 와 “1”의 stop bit가 비트 열의 앞과 뒤에 각각1비트씩 추가되므로, 문자”F”에 대한 비트 열은 총 10비트의 “0011000101”이 된다. UART전송방식에서 0을 나타내는 비트에 high(H) 전압, 1를 나타내는 비트에 low(L) 전압이 지정되어, 문자 “F”에 대한 전압 파형은 Fig. 3 (a)와 같이 “HHLLHHHLHL” 형태가 된다. 이 상태에서 high비트에 천이주파수 N_H=4인 구형파(약40 kHz), low비트에 천이주파수 N_L=2인 구형파(약 20 kHz)를 사용하여 변조할 때, 전류원 DW8501의 입력단에 가해지는 전압파형은 Fig. 3 (b)과 같다. 이 전압에 비례한 전류가 LED array에 공급되고, LED출력광은 플리커가 없는 조명상태를 이루면서 자유공간으로 방사되었다.

송신부의 LED array로부터 약 2 m의 거리에 가시광 수신부를 설치하여 신호광을 검출하였다. 이 지점에서 광전력밀도는 약 0.36 W/m²로 측정되었으며, 조명의 세기는 약 170 Lux로서 일반적인 실내의 조명 상태를 유지하였다. 광전력밀도의 측정에는 Optical multi-meter OMM-6810B를 사용하였고, 조명의 측정에는 UT382 조도계를 사용하였다.

3.1 수신 데이터의 복구 방식

Fig. 4는 가시광 수신부에서 수행되는 데이터의 복구 과정을 도식적으로 나타낸 것이다.

Fig. 4.

Data recovery process in the VLC receiver.

Fig. 4 (a)는 수신부에서 포토다이오드(PD) 전압의 형태를 나타낸다. 가시광 송신부 혹은 수신부 근처에 가시광 시스템과 무관한 다른 조명램프가 설치되어 있는 경우에는 이 조명램프로부터 발생하는 120 Hz의 잡음광이 가시광 수신부의 포토다이오드에 유입되는 경우가 많으며, 이러한 경우에 신호전압과 함께 잡음전압이 섞여있는 상태의 예를 도식적으로 나타낸 것이다. Fig. 4 (b)는 이러한 120 Hz의 잡음을 소거하기 위해서 고역 통과필터(HPF)를 사용할 때 필터에서의 미분작용으로 인하여 구형파의 신호가 스파이크 (spike) 형태로 변형된 상태를 나타낸다. 구형파의 low-to-high 천이가 발생하는 상승 에지(rising edge) 에서는 (+)의 스파이크가 발생하며, high-to-low 천이가 발생하는 하강에지(falling edge) 에서는 (-)의 스파이크가 발생한다. 이러한 상태에서 비반전 증폭기와 반전증폭기, 그리고 다이오드를 사용하면 (±) 스파이크로부터 (+) 스파이크와 (-)스파이크를 따로 따로 분리할 수 있다. Fig. 4 (c)와 (d)는 이와 같은 방식으로 (+) 스파이크와 반전된 (-) 스파이크가 분리된 출력되는 상태를 나타낸다. 이들을 수신부에 설치된 SR-latch회로의 set와 reset 단자에 각각 인가하여 Fig. 4 (e)와 같이 천이주파수 변조파형을 재생한다. Fig. 4 (f)는 재생된 천이주파수 변조파형을 수신부의 마이크로프로세서에서 읽어 들여 복구한 NRZ 데이터의 전압 파형을 나타낸다.

3.2 수신부의 구성 및 관측 파형

천이주파수 변조된 신호광을 검출하여 데이터를 복구하기 위한 가시광 수신부의 구조는 Fig. 5와 같다.

Fig. 5.

Configuration of the VLC receiver.

가시광 수신부는 포토다이오드를 포함한 광검출기와 RC-HPF, 증폭기와 다이오드를 이용한 스파이크 분리기 (spike splitter), 천이주파수 변조파형을 재생하기 위한 SR-latch회로, 천이주파수 변조파형으로부터 NRZ데이터 파형을 복구하기 위한 마이크로프로세서로 구성된다. 포토다이오드에 신호광이 입사하면 부하저항R_L에 발생하는 전압이 증폭된 후 C₁과 R₁으로 이루어진 RC-HPF를 통과하면서 120 Hz의 잡음광이 소거되고, 구형파 신호의 상승에지와 하강에지에서 각각 (+)와 (-) 스파이크가 발생한다. 이 스파이크 신호가 스파이크 분리기를 구성하는 비반전증폭기와 반전증폭기에 동시에 인가되고 두 증폭기의 출력전압이 각각 다이오드 D1과 D2를 통과하면서 (+)스파이크와 반전된 (-)스파이크가 따로따로 분리되어 출력된다. 다이오드 D1의 출력단에 나타나는 (+)스파이크는 SR-latch의 set(S)입력에 가해지고, 다이오드 D2의 출력단에 나타나는 반전된 (-)스파이크는 SR-latch의 reset(R)입력에 가해진다. 이러한 상태에서 SR-latch의 출력단 Q에는 (+)와 (-)스파이크 가 존재하는 시간에 각각 상승에지와 하강에지를 가지는 구형파가 발생하며, 이 신호는 송신부에서 보낸 천이주파수 변조파형과 같아진다. 이 신호가 마이크로프로세서의 인터럽트 단자 INT0에 인가되어 천이주파수 N_H=4에 해당하는 주기를 가지는 동안에는 high 전압을 발생하고, 천이주파수 N_L=2에 해당하는 주기를 가지는 동안에는 low전압을 발생하여 송신부에서 보낸 NRZ 데이터가 복구된다. 수신부에서 발생하는 이러한 처리과정을 확인하기 위하여 오실로스코프를 사용하여 수신부의 주요 위치에서의 전압파형을 관측하였다. 관측된 전압파형은 Fig. 6와 같다.

Fig. 6.

Observed waveforms in the VLC receiver. (a) PD voltage, (b) RC-HPF output, (c) positive spikes, and (d) inverted negative spikes.

Fig. 6 (a)는 포토다이오드의 검출전압을 나타낸다. 포토다이오드의 전압에는 송신부에서 보내온 천이주파수 변조 신호 이외에도 실내의 천장에 설치된 조명램프로부터 유입되는 120 Hz의 잡음광이 유입되어 검출전압이 전체적으로 크게 기울어진 형태를 보이고 있다. 이 상태에서는 수신전압의 변동이 심하여 곧바로 원신호를 복구하기 어려운 상태이다.

Fig. 6 (b)는 포토다이오드 전압에 포함된 120 Hz의 잡음을 소거하기 위하여 RC-HPF를 통과한 후의 전압을 나타낸다. 여기에서 보면 120 Hz의 잡음성분은 모두 소거되고 각 구형파의 상승에지와 하강에지에서 발생하는 (±) 스파이크 전압을 보여주고 있다. Fig. 6 (c)와 (d)는 각각 RC-HPF의 출력전압이 스파이크 분리기를 통과한 후, 다이오드 D1과 D2의 출력단에 나타나는 (+) 스파이크와 반전된 (-) 스파이크 전압을 나타낸다. 이와 같이 분리된 (+)와 (-) 스파이크 전압을 사용하여 원신호를 복구하는 과정을 오실로스코프로 관측한 전압파형은 Fig. 7과 같다.

Fig. 7.

Observed waveforms in the VLC receiver. (a) positive spikes, (b) inverted negative spikes, (c) SR-latch output (d) regenerated NRZ data waveform.

Fig. 7 (a)와 (b)는 각각 스파이크 분리기의 다이오드 D1과 D2의 출력단에 나타난 (+) 와 (-) 의 스파이크 전압으로서 앞의 Fig. 6 (c)와 (d)와 동일한 파형을 나타낸다. Fig. 7 (c)는 (+) 와 (-) 스파이크 전압을 SR-latch 회로의 set(S)와 reset(R)단자에 각각 인가할 때 출력단(Q)에 발생한 구형파 신호로서 송신부에서 보낸 천이주파수 변조파형과 동일한 형태를 가지고 있다. 이와 같이 SR-latch회로에서 재생된 천이주파수 변조신호를 마이크로프로세서 atmega8의 인터럽트 단자에 인가할 때, 천이주파수 N_H=4인 비트에서는 high 전압을 발생하고, 천이주파수 N_L=2인 비트에서는 low전압을 발생함으로써 Fig. 7 (d)와 같이 NRZ 데이터가 복구되었다. 이 신호는 앞의 송신부에서 보낸 Fig. 3 (a)와 동일한 파형이 되어 송신부에서 보낸 문자‘‘F”에 대한 데이터가 정상적으로 수신됨을 확인하였다.

3.3 수신부 RC-HPF구성 및 관측파형

가시광 수신부에서는 RC-HPF를 사용하여 120 Hz의 잡음을 소거하고 구형파신호의 상승에지와 하강에지에서 발생하는 스파이크를 이용하여 원신호를 복구하였다. 본 절에서는 앞의 식 (1)-(2)를 사용하여 RC-HPF에서 천이주파수 변조신호를 복구하는 데에 적절한 저항 R₁과 캐퍼시터 C₁값을 선택하기 위하여 PSpice를 사용하여 필터의 입력전압과 출력전압의 관계를 시뮬레이션 하였다. 시뮬레이션 결과 입출력 전압파형은 Fig. 8과 같다.

Fig. 8.

Simulated waveforms in the RC-HPF. (a) input voltage, (b) output voltages.

Fig. 8 (a)는 천이주파수 N_H=4와 N_L=2일 때의 RC-HPF의 입력전압을 나타낸다. Fig. 8 (b)는 저항 R₁=1 kΩ 으로 고정하고, 캐퍼시턴스 C₁=1 nF, 3 nF, 10 nF 일 때 나타나는 출력전압을 나타낸다. 이와 같이 C₁에 따라 출력전압의 형태가 바뀌게 되며, 필터의 출력단에 나타나는 (+) 스파이크와 (-)스파이크 전압의 진폭이 달라짐을 볼 수 있다. 이 시스템에서 적절한 캐퍼시턴스 값을 추출하기 위하여 C₁을 연속적으로 변화시키면서 (+)와 (-)스파이크의 진폭 및 120 Hz의 잡음전압의 크기를 시뮬레이션한 결과는 Fig. 9과 같다.

Fig. 9.

Simulated amplitude variation with the capacitance C1. (a) positive spike, (b) negative spike, and (c) 120 Hz noise.

Fig. 9에서 각 그래프는 RC-HPF의 출력단에 나타나는 전압진폭을 입력단에 가해진 진폭으로 나누어 정규화한 값을 나타낸다. Fig. 9 (a)와 (b)는 각각 캐퍼시턴스 C₁=1-1000 nF 의 범위에서 변화할 때, 필터의 출력단에 나타나는 (+) 와 (-) 스파이크의 진폭변화를 나타내며, Fig. 9 (c)는 RC-HPF 의 입력단에 120Hz의 잡음전압이 인가될 때, 출력단에 나타나는 잡음전압의 진폭을 나타낸다. 이 그래프에서 보는 바와 같이 약 1-10 nF의 범위에서 잡음전압은 거의 소거되고, (+)와 (-)의 스파이크 진폭이 최대가 됨을 볼 수 있다. 시뮬레이션 결과를 이용하여 실험에서는 저항 R₁=1 kΩ, 캐퍼시턴스 C₁=1 nF을 사용하여 필터를 구성하였다.